Introducción a los circuitos de acondicionamiento de señales de sensores RTD

En artículos anteriores de esta serie, discutimos los principios básicos de los detectores de temperatura de resistencia (RTD) y cómo se caracteriza su respuesta. Este artículo discutirá los conceptos básicos de diferentes circuitos de acondicionamiento de señales para aplicaciones RTD.

Se puede usar un divisor de voltaje resistivo simple para convertir las variaciones en la resistencia RTD en una señal de voltaje. La Figura 1 muestra un diagrama de circuito típico para un RTD de platino. El Pt1000 de la figura indica un RTD de platino con una resistencia nominal de 1000 Ω a 0 °C.

Como la mayoría de los sensores resistivos, los sensores RTD cambian en un porcentaje relativamente pequeño en respuesta a las variaciones en la cantidad física medida. Con eso en mente, Pt1000 tiene un coeficiente de temperatura de alrededor de 3,85 Ω/°C. Veamos qué tan grandes son las variaciones de voltaje en el nodo A.

Supongamos que necesitamos medir la temperatura con una resolución de 0,2 °C, lo que puede ser un requisito relativamente exigente. Si la temperatura cambia de 0 °C a 0,2 °C, la resistencia del sensor aumenta de 1000 Ω a 1000,77 Ω. En consecuencia, esto cambia el voltaje del nodo A de 1,5 V a 1,500577 V, como se calcula a continuación:

\[V_{A}=\frac{R_{rtd}}{R_{rtd}+R_{1}}\times V_{exc}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}=1.500577V\]

Por lo tanto, cambiar la temperatura en 0,2 °C cambia el voltaje del nodo A en aproximadamente 577 μV. Podemos medir directamente VA para determinar el valor de resistencia y la temperatura de RTD; sin embargo, nuestro sistema de medición debería tener suficiente resolución para detectar variaciones de una fracción de milivoltio en una señal de 1,5 V. Dividiendo 1,5 V por el tamaño de paso mínimo requerido (577 μV), podemos estimar los conteos libres de ruido del convertidor de analógico a digital, lo que da como resultado:

\[Ruido\,Libre\,Conteos=\frac{1.5V}{577 \mu V}\approx2600\,conteos\]

Esto corresponde a una resolución libre de ruido de aproximadamente log2(2600) = 11,34 bits. Tenga en cuenta que esto solo nos da un valor aproximado de la resolución A/D. El requisito real es más estricto y depende del rango de temperatura para el que está diseñado el termómetro. Además, modelamos el RTD con un coeficiente de temperatura constante de 3,85 Ω/°C, mientras que los RTD son en realidad dispositivos no lineales.

Los convertidores delta-sigma (ΔΣ) actuales pueden lograr fácilmente una resolución libre de ruido de 11 bits. Por lo tanto, podemos usar el circuito de la Figura 1, junto con un convertidor ΔΣ, para digitalizar directamente el voltaje a través del RTD.

Sin embargo, hace décadas, estos convertidores de datos de alto rendimiento no estaban disponibles ni eran económicos; y los diseñadores de circuitos utilizaron técnicas como los circuitos de puente de Wheatstone para las mediciones de RTD. Si bien los circuitos de puente todavía se usan comúnmente en otras áreas, como aplicaciones de detección de fuerza y ​​presión, rara vez se usan para mediciones RTD. A pesar de eso, en aras de la exhaustividad, discutiremos brevemente a continuación cómo un circuito puente puede relajar los requisitos del convertidor analógico a digital (ADC).

En la Figura 2 se muestra un puente de Wheatstone básico para la medición de Pt1000.

El voltaje de salida es la diferencia de voltaje entre las dos ramas. De hecho, un circuito puente cambia la medición de un solo extremo de una simple rama divisoria de voltaje a una medición diferencial. En este caso, la salida es de 0 V cuando el puente está equilibrado (a 0 °C). Si la temperatura aumenta en 0,2 °C, la salida aumenta a 577 μV como se calcula a continuación:

\[V_{SALIDA}=V_{A}-V_{B}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}-\frac{1000\times3}{1000+1000}=577\mu V\]

En este caso, la señal deseada que refleja las variaciones de resistencia RTD no se encuentra encima de una señal de CC grande. La salida contiene solo la señal que queremos medir. Para determinar la resolución libre de ruido del ADC, debemos considerar los valores máximo y mínimo de VOUT en todo el rango de temperatura del termómetro. Supongamos que necesitamos medir el rango de -40 °C a 150 °C. La resistencia RTD cambia de 842,47 Ω a 1573,25 Ω en este rango de temperatura. Podemos usar esta información para determinar el valor máximo y mínimo de VOUT como se calcula en la Tabla 1 a continuación:

Dado que el cambio mínimo que debe detectarse es de 577 μV, los conteos libres de ruido del sistema se pueden calcular mediante:

\[Ruido\,Libre\,Cuenta\,=\frac{V_{SALIDA,máx}-V_{SALIDA,mín}}{Paso\,Tamaño}=\frac{0.334159-(-0.128249)}{577\mu V}\aprox. 802\,cuentas\]

Lo que corresponde a una resolución libre de ruido de 9,65 bits. Como puede ver, la resolución del ADC obtenida para todo el rango de temperatura de 190 °C de la medición basada en puente es aún más relajada que la obtenida para una sola medición del enfoque del divisor de voltaje.

Aunque los circuitos de puente pueden aliviar los requisitos de ADC, este método tiene algunas desventajas. La salida del puente depende del valor de las resistencias empleadas en la configuración del puente. Esta limitación es la razón por la que se necesitan tres resistencias de precisión para completar el puente. Además de esa consideración, los puentes con un solo elemento de detección no son lineales. Por lo tanto, además de la no linealidad del RTD, el diseñador debe compensar la respuesta no lineal del puente. Se pueden utilizar técnicas de software o analógicas para linealizar los circuitos puente, lo que aumenta la complejidad del sistema. Cuando usamos circuitos puente, también necesitamos amplificadores de instrumentación con grandes rechazos de modo común que puedan proporcionar impedancias de entrada altas e iguales.

Debido a estas limitaciones y teniendo en cuenta que los convertidores delta-sigma modernos pueden cumplir y anular fácilmente los requisitos de las aplicaciones de RTD, los diseñadores de circuitos no suelen utilizar circuitos puente para la medición de RTD.

La Figura 3 muestra un diagrama simplificado para conectar un sensor RTD con un ADC ΔΣ.

Con un ADC de 22 bits y un voltaje de referencia de 3 V, el LSB (bit menos significativo) es igual a \(\frac{3}{2^{22}}\approx0.72\,\mu V\).

Con estos ADC de alta resolución, la señal mínima detectable normalmente está limitada por el ruido electrónico dentro del ADC, por ejemplo, el ruido térmico y el ruido de parpadeo generado por el circuito interno, en lugar del ruido de cuantificación del ADC. Si necesita repasar el rendimiento de ruido de los ADC ΔΣ, puede consultar esta excelente serie de artículos de doce partes de Texas Instruments.

El ruido de referencia de entrada de pico a pico de un ADC ΔΣ puede ser del orden de microvoltios o inferior. Supongamos que el ADC tiene un ruido de entrada referido de 3 μVp-p. Para el circuito de la Figura 3, podemos encontrar el valor máximo y mínimo del voltaje RTD, Vrtd, como se calcula en la Tabla 2 a continuación:

Con esta información, podemos calcular los conteos libres de ruido del sistema en el rango de temperatura de -40 °C a 150 °C de la siguiente manera:

\[Ruido\,Libre\,Cuenta\,=\frac{V_{SALIDA,máx}-V_{SALIDA,mín}}{Ruido\,referido\a la entrada}=\frac{1.8342 - 1.3717}{3\mu V }=154166\,recuentos\]

Dividir el rango de temperatura por los conteos sin ruido nos da la resolución de la medición de temperatura:

\[Resolución de temperatura=\frac{T_{max}-T_{min}}{Ruido\,Libre\,Recuentos}=\frac{150-(-40)}{154166}=0.0012°C\]

Si bien este nivel de precisión es realmente emocionante, debe tenerse en cuenta que varias otras fuentes de error nos impiden lograr un rendimiento tan alto. La tolerancia inicial y la deriva de temperatura de R1 y el voltaje de compensación del ADC y la deriva de compensación son algunas de estas fuentes de error. Los cálculos anteriores, sin embargo, confirman que el rendimiento de ruido y la resolución de los ADC modernos son suficientes para la termometría de precisión; sin embargo, el diseñador debe eliminar otros factores principales que contribuyen al error para mantener la precisión del sistema.

Tenga en cuenta que en los ejemplos anteriores, se elige un valor relativamente pequeño para la resistencia de polarización R1. En la práctica, es posible que se necesite una resistencia más grande para limitar el efecto de autocalentamiento del RTD.

Si bien los diferentes diagramas de este artículo usan una fuente de voltaje para excitar el RTD, muchas aplicaciones de RTD usan una fuente de corriente para excitar el sensor. Además, las aplicaciones de RTD comúnmente derivan el voltaje de referencia del ADC de la misma fuente que excita el sensor. Esta técnica, conocida como medición radiométrica, minimiza los errores causados ​​por variaciones no deseadas en la fuente de excitación del sensor o en la referencia de voltaje del ADC. En el próximo artículo, continuaremos con esta discusión y veremos cómo las aplicaciones RTD pueden beneficiarse de las mediciones radiométricas.

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